如何使用晶体管通过微控制器切换大负载

2020-12-19

微控制器非常适合在给定产品背后实现智能。但是，他们无法做的一件事就是直接控制除单个LED以外的任何东西。这是因为大多数微控制器的输出驱动器只能直接提供或吸收大约10mA的电流。

本文介绍了几种从典型的微控制器输出切换低端较重负载的方法。需要一些简单的数学计算来确定典型的组件值，并且这些将以易于访问的格式呈现。但是，这种方法意味着已经采取了一些严格的自由措施。

饱和开关是控制以DC电流运行的大负载的最简单方法之一。实际的电子开关元件有两种变体：双极结型晶体管（BJT）和MOSFET。

在开始实际开关本身之前，让我们定义低端开关的含义。图1显示了这种类型的负载切换。

图1 –低端负载开关
开关控制负载的负极。这意味着，当开关断开时，负载基本上相对于电源的负极浮动，该负极通常是大多数设计中的接地参考。

如果这种开关方式是可以接受的，那么低侧开关通常是实现负载开关的最便宜的方法。

BJT低侧开关

BJT可用作负载开关，有两种形式：NPN和PNP。对于低侧开关，使用NPN晶体管，对于高侧开关，使用PNP。

在进入实际方法之前，让我们定义一些在处理NPN晶体管时使用的术语。

图2显示了相关的电压和电流命名约定。从电流开始，IB为基准电流，并显示为进入NPN的基准。相同的论点适用于我Ç和I E，其中I E显示离开晶体管。

可以看出：I E = I C + I B

对于这些电压，V CE是集电极和发射极之间的电压，对于NPN晶体管通常为正值。换句话说，对于NPN晶体管，集电极电压通常高于发射极电压。

按照相同的惯例，V BE是基极和发射极之间的电压。对于NPN来说通常是积极的。

图2 – NPN BJT电压和电流

 理解晶体管如何控制大负载的关键是以下公式：

I C =βIB ，其中β是直流电流增益，可能为20至300，甚至更高。

这表示集电极电流是β值乘以基极电流。因此，如果β= 100，则集电极电流将是基本电流的100倍。

β的值在给定晶体管的数据表中以h FE给出。就本文而言，它们的含义相同。请注意，对于给定的晶体管，该值不是固定值，但会随着集电极电流和温度的值而有所变化，但这对于本文而言并没有多大关系。

当BJT用作负载开关时，它们以两种模式使用：截止和饱和。考虑下面的图3。如前所述，I C =βIB 。因此，如果I B = 0，则I C也必须为0。在这种状态下，晶体管处于截止模式。请注意，由于晶体管中没有电流流动，因此它不会消耗任何功率。在这种情况下V C与V CC相同。

在下一部分中，假设V CC = 10 V，R =10Ω，β=100。让我们看看当I B = 1mA时会发生什么。在这种情况下，I C = 100mA，因为β=100。电阻两端的电压为I C x R L或1V。这意味着V C必须为9 V，因为V CC为10 V ，并且R L两端的电压降为1V。如果I B = 2mA，则适用相同的论点，依此类推。

现在，如果I B = 20mA会发生什么。根据计算，这意味着I C = 2000mA或2A。但是，事实并非如此。以来V CC = 10 V，R L =10Ω，可流经R L的最大电流为1A。

换句话说，我的最大值Ç也是1A。这发生在V C = 0，这意味着晶体管对地短路。

在这种状态下，该晶体管被称为处于饱和模式。在这种模式下，晶体管集电极电流是电路条件允许的最大电流，而增加的基极电流将不会使其升高。

所以，等式I C ^ =βI乙仅保持直到晶体管饱和。注意，在上述示例中，如果现在将V CC增加到25V，或者将R L更改为1Ω，则晶体管将不再饱和。因此，饱和度是相对于外部电路条件定义的。

最后，请注意，除非有缺陷，否则真实晶体管在集电极和发射极之间不可能完全短路。当实际晶体管饱和时，其V CE将为V CEsat的值。该值在晶体管数据手册中给出，对于一个小晶体管，通常在0.2V至一个大晶体管之间大于1V。

V CEsat也取决于集电极电流和温度。这种依赖性通常在数据表中以一组曲线的形式给出。

在饱和模式下，晶体管的功耗为

耗散功率= I C x V CEsat

但是，由于V CEsat通常很低，因此功耗也会很低。因此，截止和饱和是晶体管将消耗最低功率的两个状态。

现在着眼于晶体管的基极，设置I B的快速方法是假设V BE为0.7V。该值适用于大多数晶体管。

因此，在这种情况下，根据欧姆定律，

I B =（V BB – 0.7）/ R B

如果需要给定的I B值，则R B可计算为：

R B =（V BB – 0.7）/ I B

为了使晶体管饱和，所需的最小I B是将导致最大I C的值，给定的 晶体管的β值与电路条件有关。

实际上，该I B值应比该最小值大大约10％到15％，以说明β值在设备之间的变化。

图3 –晶体管操作

从微控制器驱动BJT

刚刚描述的实际上是一个低端NPN BJT开关。如果V BB是微控制器的输出引脚，则知道其逻辑高值，所需的负载电流和晶体管β值，就可以很容易地计算出R B的值。

要检查的其他几件事是要确保：

计算出的I B不超过微控制器的驱动电流能力。

负载电流不超过晶体管的最大集电极电流。

饱和模式下的功耗不超过晶体管的最大功耗。

V CC电压不超过晶体管的最大V CE。

以上示例中还应包含一些安全性和降额裕度，以确保可靠的操作。大约20％是合理的。

使用达林顿驾驶重物

由于微控制器GPIO引脚的驱动电流很少超过10mA，并且功率晶体管的晶体管最小值β通常不超过50，因此可以控制的最大电流约为500mA。

为了能够控制更高的电流，可以采用达林顿装置。达林顿封装在一个封装中，也可以用两个晶体管组成，如图4所示。

图4 – NPN达灵顿
在这种布置中，Q1通常是低功率高增益晶体管，而Q2是高功率晶体管。假设暂时不存在电阻器R，那么可以看出所有Q1发射极电流都流入Q2的基极。

如前所述，发射极电流是集电极电流和基极电流之和。

所以， I E = I C + I B

从而， I E =βx I B + I B，或者I E =（β+ 1）I B

由于β很大，（β+1）接近于β。

这表示：

我é ≈我Ç

现在，由于Q1的I E直接流入Q2的基极，这意味着I C2，因此Q2的集电极电流由下式给出：

我C2 =β1×β2× IB1。

因此，较小的输入基极电流会产生较大的输出集电极电流。尽管有一些问题需要注意。首先，该复合晶体管的V BE现在是两个晶体管的V BE之和。如前所述，计算基极电阻值时必须考虑到这一点。

至于电阻器R，它会影响Q2的关断时间。当Q2导通时，它的电荷流入其基极。现在，当Q1的输入变为低电平时，Q1关闭，并且Q2的基极中存储的电荷无处可去。

它最终将通过称为载流子重组的内部过程而消失，但在此之前，Q2将保持导通状态。根据晶体管的不同，这可能会持续几微秒到几十微秒。

本质上，微控制器关闭其输出，但之后负载仍会保持一段时间。R用于通过释放存储的基本电荷来加快Q2的关断速度。

因此对于PWM等应用，建议使用该电阻。对于大多数嵌入式应用，介于1KΩ和5KΩ之间的值可以正常工作。

在正常操作下，R还会分流Q2的一些基极电流。该电流为（V BE2 / R）或大约0.7 / R。要抵消该电流，只需增加Q1的基极电流即可。由于该基本电流xβ1必须等于0.7 / R，因此Q1中的基本电流应增加（0.7 /（β1x R））。

MOSFET低侧开关

与BJT一样，MOSFET具有两种基本形式：N沟道和P沟道。N沟道MOSFET与NPN相似，用于低侧开关。同样，P沟道MOSFET与PNP BJT相似，用于高端开关。

在满足某些条件的情况下，N沟道增强型MOSFET相对容易连接至微控制器GPIO输出引脚。

图5显示了这种类型的MOSFET，以及当该器件被视为低端开关时的一些更重要的方面。

图5 – N沟道增强型MOSFET
当在栅极和源极之间施加电压时，如果电压高于其数据手册中给出的阈值电压V th，则电流将开始在其漏极和源极之间流动。

高于该阈值时，V GS越高，漏极电流I D越大，直到V GS达到V GSMax为止（同样由数据表给出）。I D与V GS由数据表中的一组曲线给出，并且，与BJT情况一样，当漏极电流达到电路条件允许的最大值时，MOSFET饱和。

由于MOSFET是压控器件，因此几乎不需要电流就能保持导通状态。因此，来自微控制器的GPIO可以驱动MOSFET，然后可以控制非常大的电流。不需要达林顿安排。可提供在5V栅极驱动条件下完全增强的低Vth MOSFET，从而可以控制几个安培。

与BJT相比，MOSFET的另一个优点是没有V DS sat。取而代之的是，当MOSFET导通时，漏极-源极连接的行为类似于电阻器，其R DS的值是V GS的函数，对于功率MOSFET而言可能是非常低的值。

因此，MOSFET导通或增强时的功耗仅是（I D）2的值，其中I D是漏极电流乘以R DS，与电阻器中消耗的功率相同，R，通过电流I，由P = I 2 R给出。

因此，在许多情况下，饱和MOSFET的功耗要小于等效BJT的功耗。如果I D很高，则尤其如此。

要注意的一件事是，所有N-Ch MOSFET都具有内置的衬底二极管，如图5所示。这是MOSFET的固有结构。实际上，这意味着漏极必须比源更积极。否则该二极管将导通。

最后，MOSFET的一个大问题是栅极-源极电容。对于功率MOSFET来说，它可能很大— 3nF或更大的情况并不罕见。实际上，这意味着在MOSFET可以开始导通之前，该栅极电容必须首先充电。鉴于大多数微控制器可以提供有限的电流，因此该电容器需要花费一些时间才能充电。

因此，当直接由微控制器的输出驱动时，MOSFET根本无法快速切换。因此，将MOSFET用于快速PWM可能无法工作。

在这种情况下，必须在GPIO引脚与MOSFET的栅极之间使用TI UCC27511之类的MOSFET驱动器。当然，这比采用BJT的MOSFET本身就已经较高的成本增加了更多成本。