B类放大器

2022-05-20

B类放大器

我们在之前的教程中已经看到，A 类放大器的特点是导通角为360°，理论最大效率为50%。在这个新教程中，我们将详细介绍另一类称为B类的放大器，它是为解决 A 类低效率问题而开发的。

在第一节中，我们将介绍 B 类放大器的组成及其特性概述。然而，我们将在后面的部分中看到，为了正常工作，需要两个互补晶体管来确保输入信号的再现，这就是通常所说的推挽配置。此外，我们将重点介绍 B 类放大器中发生的不希望出现的失真以及一些可能的解决方案来限制它。在本教程的最后一节，我们将逐步介绍如何计算 B 类放大器的理论最大效率。

B类放大的介绍

与 A 类的主要区别在于 B 类放大器的导通角为180°。这意味着只有一半的输入信号被处理以实现放大过程。为了阐明这一说法，下图 1比较了 A 类和 B 类放大器的导通角：

图 1：基于 NPN 的 A 类和 B 类放大器导通角

在图 1中，我们假设使用的双极晶体管 (BJT) 是 NPN 类型。在 B 类放大器中，PNP BJT 只会放大信号的负部分，如下图 2所示：

图 2：基于 PNP 的 B 类放大器导通角

为了更好地可视化 B 类配置如何放大信号，让我们考虑两个信号增益为 5 的晶体管，一个 NPN 和一个 PNP。幅度为 1 的输入信号和来自 NPN 和 PNP 晶体管的输出信号可以绘制在图 3中的同一图表中：

图 3：基于 NPN 和 PNP 的 B 类放大。

由于 NPN 晶体管仅放大正半波，而 PNP 仅放大负半波，因此仅使用一个晶体管无法实现忠实再现。然而，从图 3中，我们看到 NPN 和 PNP 输出的叠加会重新生成输入信号的形状。为了组合这两个输出，一个 NPN 和一个 PNP 晶体管被放置在所谓的推挽配置中（图 4），我们将在下一节中详细介绍。

B 类放大器的另一个重要特性是晶体管的基极支路没有直流偏置。因此，B 类放大器只有在交流输入信号高于双极晶体管的阈值电平+0.7 V时才能导通。这一事实在触发 B 类放大典型的不良效应方面起着重要作用，我们将在下一节中阐明这一点。

推挽配置

下面的图 4显示了用于 B 类放大的射极跟随器推挽配置的输出级，以及输入信号、NPN 和 PNP 晶体管的输出以及最终组合输出：

图 4：B 类推挽配置

图 4突出显示了通常称为交叉失真的不良影响。在零幅度交叉附近确实有一个区间，信号没有被忠实地再现。要了解为什么这种现象专门针对 B 类放大器发生，我们需要绘制推挽配置的 (V out , V in ) 特性：

从图 5中，我们可以看到 B 类推挽配置的输出/输入特性只是部分线性的。实际上，在 B 类放大器中，NPN 和 PNP 晶体管工作在截止区域，当输入信号低于 +0.7 V 阈值（分别高于 -0.7 V）时，NPN 晶体管（分别是 PNP）不会传导信号。这种行为会在 -0.7 V 和 +0.7 V 之间产生一个 1.4 V 的间隔，其中基极和发射极分支之间不能传导任何信号。这解释了在 B 类推挽配置中观察到的交叉失真。

限制交叉失真

交叉失真需要校正，特别是对于这种效果明显可察觉的音频放大器。限制或完全消除失真的第一个可能的解决方案是根据输出信号的所需线性度或多或少地偏置基本分支。这个解决方案将在下一个教程中详细介绍，因为稍微偏置基分支对应于 AB 类放大。

另一种解决方案是通过在从输出到输入的电路中添加一个运算放大器来修改图 4，如下面的图 6所示：

图 6：负反馈推挽配置

首先，重要的是要记住运算放大器比较反相分支 (-)和同相分支 (+)上的两个输入。运算放大器具有非常重要的增益，因此可以高度放大微小的差异。只有当两个输入信号严格相同时，运算放大器的输出（在我们的例子中为公共基极支路）才等于零。

让我们考虑在 B 类负反馈推挽配置的输出处可以观察到或多或少重要的交叉失真。当输出信号在[-0.7V,+0.7V]区间外如实再现时，+、V +支路电位严格等于-、V-支路电位。因此，电位差 V + -V -为零，运算放大器不会放大任何信号。双极晶体管的公共基极支路因此没有偏置。

如果输出信号处于交叉失真区间[-0.7 V,+0.7 V]中，则在运算放大器端子处将出现电位差 V + -V – 并将被放大到公共基极支路，这将临时偏置晶体管为了纠正失真。

总而言之，我们可以说这个电路“强制”输出保持与输入相同的形状，因此再现了忠实的信号。

B级效率

如前面教程所述，放大器的效率由比率η=P out /P abs定义，其中 P out是输出功率，P abs是晶体管和负载吸收的功率以实现放大过程。在下一节中，我们可以参考图 4，记住输出信号是在负载电阻 R L上获取的。

正如在前面关于A 类放大器的教程中已经看到的那样，我们可以分解输出信号 V out (t) 和 I out (t)，例如：

(V 0 ,I 0 ) 表示偏置，(v out (t),i out (t)) 表示交流分量。替代信号也可以重写，例如：

在交流状态下，负载 P RL中的耗散功率由以下比率表示：

eq 1 : 负载中的功耗

两个晶体管中消耗的瞬时功率p(t)可以根据公式 2写出：

eq 2：晶体管中的瞬时耗散功率

我们可以通过积分计算（我们不会在此详述）证明晶体管中消耗的平均功率P A满足公式 3：

eq 3 : 晶体管的平均耗散功率

因此，电源提供的总功率P abs只是负载和晶体管 P RL +P A消耗的功率之和 ：

eq 4 : 为实现放大过程而吸收的功率

最后，效率可以表示为比率 η=P RL /P abs：

eq 5：推挽式 B 类配置的效率

当V AC =V supply时效率最大化，因此给出了理论上的最大效率η max =π/4=78.5 %。与 A 类放大相比，这是对效率的重要改进，A 类放大使用变压器只能实现理论上的最大 50%，而这会导致额外的成本和复杂性。

上述信息可以总结为显示功率分布的图表，如图 7 所示。重要的是要记住绘制此图 V AC /R L =I AC。此外，为了表示数量 P abs，我们将其重写为 P abs =(V supply ×√2/pi)×(I AC ×√2/pi)≅((V supply ×0.8)×(I AC ×0.8 ）。

图 7：B 类放大器的功率分布

结论

本教程通过介绍此类配置的特点来重点介绍 B 类放大器。事实上，我们已经看到 B 类放大的行为与 A 类相反：它仅呈现180°传导角，并且不能忠实地再现信号。

稍后，表明可以组合两个晶体管 NPN 和 PNP，以实现更忠实地再现输出信号的推挽配置。NPN 晶体管负责放大正半波，而 PNP 对负半波执行类似的过程。

然而，这种配置会产生交叉失真，它会在零信号区附近产生正半波和负半波的错位。如同一部分所述，这种现象来自推挽配置的公共基极支路的零偏压，以及 NPN 和 PNP 晶体管的阈值电压，仅允许信号输出的导电性[-0.7 V,+0.7 V] 零信号间隔。

之后，我们专注于解决交叉失真的可能解决方案。其中之一是根据我们想要实现的所需线性水平来偏置基本分支。这个解决方案将在下一个关于AB 类放大器的教程中详细介绍。第二种解决方案是增加一个运算放大器，在电路中创建一个负反馈回路。运算放大器强制输出信号遵循输入信号的形状，从而限制或消除不希望的交叉失真。

最后，我们提出了一种计算 B 类效率的方法。我们得出结论，理论最大效率为78.5%，远高于 A 类配置。这种效率的提高是由于低180°导通角允许晶体管仅在确实存在交流输入信号时才从电源吸收功率。