长度调谐结构的阻抗是多少？

2022-06-06

长度调谐结构的阻抗是多少？

差分对中一条走线的单端阻抗将取决于到另一条走线的距离，采用长度调谐结构相当于在蜿蜒曲折时改变走线之间的距离。因此，单条迹线的奇模阻抗会发生变化。

那么问题就变成了：长度调谐结构中走线阻抗的这种偏差是否重要？它会影响信号传播行为和信号完整性吗？当然会，作为高速PCB设计人员，您的工作是确定您应该在多大程度上依赖长度调整来补偿差分对中的偏移/抖动。

长度调整结构会产生阻抗不连续

如上所述，将长度调谐结构应用于差分对的一侧会产生阻抗不连续性。这些是由于以下因素造成的：

通过选择走线宽度和走线间距来设置单端（奇模式）和差分阻抗

应用长度调谐结构会导致线对中的迹线之间的迹线间距发生变化，因此一条迹线的阻抗会发生变化

这种阻抗变化会导致来自差分对输入侧的反射

与走线平行的区域相比，长度调谐结构中线对一端的信号速度会有所不同

由于上述第2点，当信号进入长度调谐部分时会出现一些反射。长度调整部分还可以创建一些在延迟调整过程中未考虑的模式转换。

下图总结了由于存在长度匹配结构而在差分对中观察到的信号行为。下图显示了我们在 Dk = 4.1 且基板厚度为380万的层压板上布线两个不同的差分对的情况。沿两条线路的长度显示了每条线路的线路宽度、间距和阻抗。

长度调谐结构及其对阻抗的影响。

在长度调谐部分之前，每对走线的奇模阻抗为50欧姆，因此每对的差分阻抗为100欧姆。在长度调整部分，我们有一些不同的东西。在具有较大间距 (10 mil) 的一对中，21 mil 幅度长度的调谐部分具有小组迹线，其奇模阻抗为53欧姆。在具有较小间距 (5 mil) 的线对中，我们21 mil幅度长度调谐部分中的小迹线具有58.5欧姆的奇模阻抗。

这是一个很大的区别！仅将线对间距减小5 mil会将阻抗偏差从6%更改为17%。

结果很简单：对于具有给定幅度（本例中为 21 mil）的长度调谐部分，当线对开始时，由于长度调谐导致的阻抗偏差更小。这是不将差分对“紧密耦合”到非常小的间距的另一个原因。一点点间距实际上有利于信号完整性！

输入阻抗偏差产生反射

在长度调整部分，我们看到有一些阻抗偏差，因此可能存在输入阻抗不匹配。就像传输线沿线的任何其他阻抗不连续性一样，不连续性在低频时可能无关紧要，但在高频时会非常重要。

反射可能发生在长度调整部分的输入端口。较细间隔部分将具有比较粗间隔部分更大的输入阻抗。

你怎么解决这个问题？有三种可能：

在线对中的走线之间使用更宽的间距以最大程度地减少失配

尝试布线，以便您只需要较短的长度调整部分

仅在松耦合区域增加走线宽度

第一个选项是迄今为止最简单的。第二种选择只需要在接收器处允许稍大的抖动，如果不重新设计路由，这可能是不可能的。第三种选择不容易自动化，但在将长度调节部分的输入阻抗与并联部分的阻抗匹配时最有效。

传播延迟偏差创建模式转换

在上图中，我显示了阻抗，但没有显示每个部分的传播延迟变化。因为阻抗不同，传播延迟也会不同。下图总结了上面显示的两个长度调谐部分的每个区域的传播延迟。

长度调谐结构及其对传播延迟的影响。

在这里，我们看到具有较宽间距的对在传播延迟的偏差方面也更出色。10 mil间距对的传播延迟增加了2.4%，而5 mil间距对的传播延迟增加了4.4%。同样，这是一个很大的差异，它应该说明差分对两侧之间的间距稍宽的优势。

那么谁在乎传播延迟是否在长度匹配部分中每英寸相差几 ps？问题出在垂直部分，它的传播延迟与上面显示的任何值都不匹配。一旦应用了长度调谐，结果就是模式转换，或将共模噪声转换为差模噪声。看看下面显示的粗间距对的示例。

路由工具可能会在长度调整部分使用错误的传播延迟。

发生这种情况的原因是长度调整工具没有使用修改后的传播延迟进行基于时间的长度调整。相反，他们使用的是假设两条迹线并行布线的传播延迟值。在上述10 mil间距对的示例中，布线工具使用145.34 ps/in来应用长度调整值，但实际传播延迟介于145.34 ps/in和148.89 ps/in之间。

换句话说，长度调整工具假设信号沿长度调整部分的传播速度比实际情况要快。结果是该对中每条迹线的相位响应中存在一些剩余的不匹配。如果要补偿更大的时序失配，则相位失配也会更大。即使长度调整部分的长度完全相同，剩余相位仍然存在，因此您需要应用更长的长度调整部分来消除剩余相位不匹配，并且更近的对将需要更多这种额外的长度调整来补相！这导致了更多反思的恶性循环。

如果我们从这个差分对的传递函数计算每对的相位响应（S21和S43的相位，或传递函数的相位），我们可以看到这一点。下图比较了10 mil间距对的传递函数相位，其中包含如上所示的长度调整。

差分对中两条传输线的传递函数相位终止于10 pF负载电容。对中的迹线匹配到完全相同的长度。然而，我们可以在高频处看到明显的相位失配，这将阻碍接收器的共模噪声抑制。

为什么要担心这个？问题不一定是剩余偏差；使差分对中的两条迹线长度完全相同，将充分对齐该对每一侧的信号摆幅，从而最大限度地减少总抖动。相位响应的问题在于接收器的总共模抑制能力可能会降低，这取决于奈奎斯特频率定义的接收器带宽。如果相位响应的差异非常大并且延伸到奈奎斯特频率以下，那么接收器将无法完全抑制共模噪声。在较长长度的调谐部分，预计比奈奎斯特频率降低约10 dB。

摘要和经验法则

由于在长度调谐结构中计算阻抗偏差和高频偏移的复杂性，很难通过使用标准输入阻抗公式进行归纳计算来解释它。 

我上面展示的所有内容都应该说明差分对之间的紧密耦合有点像一把双刃剑。从上面的讨论中，我们可以确定使用长度调整结构的两个适当的经验法则：

如果您需要应用长度调整，请选择线对之间稍大的间距，因为这将减少阻抗和传播延迟偏差。

当您确实应用了一些长度调整时，请尽量缩短以最大限度地减少反射和模式转换。

第2点相当于“在组件之间放置直接路由”的准则。获得一个好的经验法则有点困难，因为该规则将涉及3个变量（上升时间、间距和长度调整距离），但这是我感兴趣的东西，并且将来会写更多。

如果您已经确定需要双端接（直流或交流耦合），并且您已经做好了足够好的布局规划以确保您直接路由到接收器组件，那么您可以使用更紧密的耦合，只需确保走线的奇模阻抗值将达到接收器输入端所需的端接值。当然，确保您测试您的通道设计，最好使用类似叠层的测试板！