低失真运算放大器电路的输入保护

2020-05-21

在电路设计中很少发现的一个问题是非线性结电容，尤其是反向偏置结电容，也称为耗尽电容。当它被讨论的那样，它通常是关于快速开关电路，即使这样，它的通常为线性处理。

然而，在许多情况下，结电容是导致线性度高的模拟电路失真的主要原因。本文主要涉及这种现象的两个实例，它们经常同时遇到：输入保护电路和运算放大器中的共模失真。

结电容

我们无需深入研究PN结的物理原理，因为我们在这里关注的是如何利用现有设备，而不是如何设计硅片。可以说P和N之间的界面不包含净电荷，被称为耗尽区。因此，它的行为就像绝缘体，夹在其余的导电区域之间。因此，我们有一个二极管，还有一个电容。

跨接在二极管结上的反向电压越大，耗尽区的增长范围就越大，从而有效地进一步隔离了电容器的“极板”。反向偏置的增加会导致结电容的减小，但这种关系不是线性的。结电容可以使用以下公式估算：

C = C o /（1 + V / V b）x

其中C o =零偏置电容；V =施加的反向偏置电压；V b =内置电压，约为0.6至0.7 V；x =经验常数<1。

二极管数据手册中经常引用C o的值，以便在不同器件之间进行相对比较。如一个实际示例（图1）所示，上述公式适合1N4148（一种常用的信号二极管）的实际测量数据，显示出有用的协议。该曲线当然是令人不愉快的非线性的。

 

1.测量的1N4148二极管的结电容。很好拟合线：C = 2 pF /（1 + V / 0.65）^ 0.16结电容和失真

为了理解它对线性电路可能产生的影响，请考虑图2，图2显示了一个由串联电阻和一对二极管组成的简单网络，每个二极管都反向偏置到双极电源轨。这种网络通常构成过压保护电路的一部分。任何大于电源轨的输入电压（加上一个二极管压降）都将被钳位，以保护任何下游设备。实际上，可以明确包括电阻器以限制流过二极管的故障电流，或者可以隐含在任何信号源的源阻抗或两者的混合中。

图2还显示了使用Audio Precision System 1或AB1（80 kHz测量带宽）对此电路测得的总谐波失真加噪声（THD + N），在分析仪输入端将其调整为20 dBu。它足够大，可以为分析仪维持良好的信噪比，但仍远低于二极管的导通阈值。点线表示去除了二极管的测量值，这是分析仪的测量平台。

 

2.典型的电压钳位保护电路会显示由于二极管结电容（20-dBu输出）引起的失真。虚线是测量底，即二极管被移除

添加一对1N4148揭示了问题的严重性：它们引入了明显更多的失真，主要是奇次谐波（图3）。由于谐波被分析仪的输入电容和带宽限制滤除，因此失真降低到10 kHz以上。

 

3.图2中的电路用1N4148二极管在10 kHz时产生的主要奇次谐波（分析仪已将基波消除了）

作为一个现实检查是否确实是由结电容引起的，请考虑图4，该图显示了来自图1的较早的1N4148电容曲线，该曲线反映了测试电路中的两个二极管。从信号的角度来看，它们实际上是反并联的，所以总和就是两者的瞬时和。

 

4.表示信号摆幅期间图2中两个二极管的电容变化

当施加20 dBu信号时，总电容如图5所示变化，从大约2.4 pF到几乎2.6 pF，每个周期两次（实际上，二极管不可能完美匹配，但这一点并不重要）正在制作）。变化本身是失真余弦，RMS值为56 fF。

 

最初，似乎只有毫微微法拉变化的几个微微法拉在音频频带中可能没有任何可检测的效果。毕竟，56 fF在10 kHz时的电抗为284MΩ，这肯定没有影响吗？但是，跨过该电抗施加的20dBu信号会通过源阻抗吸收27 nA非线性电流，从而在其两端出现非线性误差电压，该电压会有效地添加到音频信号中。在这种情况下，源阻抗为10kΩ，所以误差电压应该等于约270μV，这是- 89分贝或0.0035％的THD。实际测量值为0.0038％。换句话说，容抗与源阻抗之比给出了预期的失真水平。

至少我们已经发现了问题，使解决方案更容易：要么使电容更线性，要么使其无关紧要。前者很重要，但我们当然可以用电容值低得多的另一对二极管代替。BAV99是这样的一种设备，包含两个二极管，其规格与1N4148类似，但不到标称电容的一半。如图2  所示，它们提供了更好的结果。

共模失真

目睹了使用分立二极管产生的结电容的影响，可以更轻松地了解运放中发生的相同效应。在这里，这被称为共模失真，因为它是在运算放大器配置为非反相模式时发生的，这意味着在放大信号时每个输入端都有一个共模电压。

失真是由之前考虑的完全相同的非线性结电容机制引起的，但是这次是在运算放大器本身内部引起的。这主要归因于内部输入晶体管的基极-集电极电容以及输入与衬底之间的任何寄生二极管。

在反相模式下，输入端没有电压变化，也没有其他失真。但是，在同相模式下，两个输入都跟随信号电压，从而导致输入电容的非线性调制。这提示了“总是反转”的一般工程准则，但这并不总是很方便。而且，如果需要过压保护，则可能使问题更加复杂，我们将在后面看到。在此之前，让我们首先探讨隔离的共模失真。

TL07x FET输入运算放大器很好地证明了这种效果，因为它在输入和基板之间具有较大的结电容。1,2当廉价地需要非常大的输入阻抗时，这也是一种运放，这意味着很大的源阻抗-所有共模失真的因素。

图6a显示了使用一半TL072的测试电路，该电路的同相增益为非反相增益（但噪声增益为×2）。该图显示了在14 dBu输入/输出下测得的失真，这与测量平台没有区别。

 

6.反相运算放大器级显示没有可测量的失真。未补偿的同相运算放大器级表现出共模失真，但是当Rs = Rf || R1且Cs = Cf时，几乎可以完全补偿。虚线是测量平台；在所有情况下均为14-dBu输入。

图6b显示了为×2的同相增益（相同的噪声增益）重新配置的电路。从输入节点到地的偏置电流路径未显示，但在下文中进行了假设。标记为“未补偿”的迹线具有相同的14-dBu输入电平，并且会严重恶化。这是由于反相输入引脚的非线性电容受到反馈信号的调制，从而导致非线性电流通过反馈路径被吸收，从而在其两端产生误差电压。由于这次只有一个结，因此它主要由二次谐波控制，从而使负载更加不对称。

同相输入引脚也经过类似的调制，但是由于源阻抗非常小（对于Audio Precision，为50Ω），因此在那里产生的误差电压可忽略不计。共模失真的一个很好的例子。

前面的描述还隐藏了该问题的解决方案。由于同相输入也经过调制，因此将适当匹配的阻抗与其串联，也会在此处产生相同的误差电压。这些失真误差（共模）将被运算放大器拒绝，从而抵消了（不幸的是？）共模失真。

反相输入端看到的Thévenin源电阻为R f和R 1并联，因此所需的补偿电阻为5kΩ，外加一个并联电容器以匹配C f。忘记包括额外的电容器将只能部分抵消，尽管这些电容器可以是低质量的类型，而不会损害性能。结果由标记为“ compensated”的迹线显示，该迹线几乎不比测量底线差。

我们为失真补偿付出的代价（除了几美分的零配件之外）是约翰逊噪声。在这种情况下，音频频带EIN从无补偿的-102.6 dBu增加到有补偿的-99.7 dBu。诸如OPA164x之类的现代替代设备可提供隔离的基板和可忽略的共模失真，但它们也要昂贵得多。剩下的由设计师决定更重要的事情。

单位增益缓冲器是共模失真的最坏原因，因为它在其输入端可以承受最大的共模信号。图7显示了使用双极性运算放大器NE5532的结果。使用10kΩ的源电阻，失真会严重降低，但是添加匹配的10kΩ反馈电阻可以完全消除这种情况。

 

7.源电阻为10kΩ的NE5532缓冲器表现出共模失真。当Rf = Rs时，将对此进行补偿。虚线是测量平台；在所有情况下均为20 dBu输入。

这是一种简单的解决方法，但是请注意，在反馈环路中添加一个电阻还会引入一个极点，该极点可能会减小相位裕量并影响稳定性。因此，某些运算放大器可能需要与R f并联的小电容。然而，使用非常小的值（例如，在这种情况下为10 pF）应足以避免需要跨R s的匹配电容。

输入保护加共模失真

现在，假设我们需要具有过压保护功能的输入缓冲器，并且由于成本原因，我们不能随意使用优质的低电容设备。图8显示了以前的电路，现在每个导轨上都有保护二极管，这是教科书的布置。需要某种形式的串联电阻R s来限制过载期间流经二极管的电流。实际上，这可能是一个显式串联电阻，或者可能是输入衰减器的隐式源阻抗，或其他。

 

8.带有教科书1N4148过压保护二极管的缓冲器。该电路无法完全消除失真。虚线是测量平台；在所有情况下均为20 dBu输入。

失真结果也显示在图8中。在这里，我们可以看到，即使源极电阻为极小值的1kΩ，失真也已经明显比测量底线差，因为二极管现在正在造成额外的结电容失真。如果我们需要更大的故障限制电阻（例如10kΩ），失真将变得可怕，在20 kHz时超过0.01％。现在，在反馈环路中添加匹配电阻只能部分补偿在同相输入节点发生的所有失真。手动调整证明22kΩ产生了很好补偿，但即使这样也令人失望。

我们如何改进这种设计？一种选择是将保护二极管移至反相输入。反过来，还必须在两个输入之间添加一对反并联二极管，以完成从输入到任一电源轨的故障电流路径。由于运算放大器输入之间（即，这些二极管之间）通常没有电压差，因此它们的结电容保持恒定。换句话说，它们被引导了。

实际上，5532已经在内部具有这些二极管，如图9所示（当依靠内部二极管时，故障电流应限制为<5 mA，以避免使内部键合线3熔断）。通过这种设置，我们与以前的情况类似：一个运放输入仅看到共模失真，而另一个则看到共模失真加上保护二极管失真，因此再次不可能完全消除失真。

 

9.同样使用1N4148二极管，具有备用保护架构的缓冲器。该电路无法完全消除失真。虚线是测量平台；在所有情况下均为20 dBu输入

但是，它确实降低了总失真水平，并导致较小的补偿电阻，这意味着噪声较小。在这种情况下，一个3.3kΩ的反馈电阻可以以10kΩ的源电阻实现很好抵消。展示此电路的原因很有趣，因为它是Audio Precision S1分析仪本身使用的方法。

更好的过压保护

我们还能做得更好吗？我们是否可以不需要失真仪来找到很好的抵消电阻呢？答案是肯定的。

敏锐的读者已经发现了前面段落中提供的线索。比较好的方法是在两个输入引脚上保持相同的结电容，并将它们与匹配的源阻抗相结合。这几乎无需任何特殊工具即可保证很好的失真消除，并且与所使用的运算放大器类型无关。图10显示了该电路。

 

10.使用1N4148二极管改进过电压架构的缓冲器。现在可以完全消除失真。虚线是测量平台；在所有情况下均为20 dBu输入。

现在，将R f = R s = 10kΩ产生的结果与仅使用1kΩ源电阻的结果相同。高频下的剩余上升主要是由于二极管对之间的残留失配。这样，即使是凶猛的功率二极管也能产生相当好的结果。

然而，最后一个可以在之前的电路上进行平整的批评是，故障电流被泵入了一个或多个供电轨，这可能无法将其下沉。可以通过将保护二极管返回专用的并联基准（例如一对齐纳二极管）来纠正此问题。然后将故障电流安全地引导至地面，当然可以选择齐纳二极管以满足钳位要求。一定要用一些固定电流偏置齐纳二极管，否则将导致严重失真。幸运的是，常备电流可能非常小，必要时小于1 mA。

图11显示了改进的电路。当与低电容二极管结合使用时，理想的情况是在诸如BGX50A的单个封装中（单个封装为二极管对之间的良好匹配带来了希望），可以实现出色的性能。如图所示，通过适当的补偿，音频频带内不会出现明显的失真。

 

11.具有改进的并联过压保护的缓冲器。使用BGX50A低电容桥式整流器封装可获得出色的结果。虚线是测量平台；在所有情况下均为20 dBu输入

到目前为止所示的电路使用了一个10kΩ的输入电阻器，该电阻器代表了许多实际的接口情况。如果使用齐纳钳位选件，则只要齐纳管和限流电阻具有足够的额定功率，就可以以这种方式处理几百伏的峰值输入过载。

但是，即使经过补偿，NE5532和TL072都表现出更高的HF失真，其源阻抗远高于10kΩ。因此，对于非常大的源阻抗，必须尝试使用其他运算放大器。例如，OPA1662和OPA1678在源阻抗至少为100kΩ时表现良好。

在不使用简单电阻的情况下限制电流的另一种方法是采用由耗尽MOSFET构建的电流钳位电路，如图12所示。在信号条件下，MOSFET使它们自己的体二极管短路，并且表现为大约3kΩ的总电阻，该电阻通过R f进行了失真补偿。如果MOSFET两端的电压超过几伏，它们会进入饱和区域，并且电流被限制为I DSS小于2 mA。

 

12.使用限流MOSFET进行低失真，并联过压保护，以改善噪声和带宽。

减小的电阻可极大程度地降低噪声影响，同时仍允许承受高达500 V dc的过载。当然，如果源阻抗是可变的，可能是因为它是一个开关衰减器或电位计，那么我们要么必须同情地改变补偿阻抗（就像在Audio Precision分析仪中所做的那样），要么使用一个折中的值并随它使用。