IGBT和二极管技术集成在低电感ANPC拓扑中

2020-09-28

在过去的两年中，随着全球光伏市场的蓬勃发展以及较低水平的能源成本（LCoE）带来的好处，1500 VDC光伏系统已成为主流。同时，由于其不断提高的功率密度，灵活性和简化的维护，串式逆变器解决方案也变得越来越受欢迎。

为了支持这一市场趋势，英飞凌开发了新型的低电感Easy 3B封装以及特殊的950 V IGBT和二极管技术。结合有源中性点钳位（ANPC）拓扑，此组合将1500 VDC PV串式逆变器的功率密度提高到一个新的水平，从而进一步降低了LCoE。

图1显示了太阳能逆变器中使用的典型ANPC拓扑。使用SHeading 2ix子系统，每个子系统均由一个IGBT（T1至T6）和一个反并联二极管（D1至D6）组成。VDC从DC +到N和从N到DC-对称地施加。被调查的ANPC

图1：分别在子系统1至4和5至6中具有快速切换设备和低静电损耗设备的ANPC拓扑的示意图。实线和虚线表示所研究的换向路径 

拓扑在子系统1至4中使用了快速切换设备，在子系统5和6中使用了低静态损耗设备。参考资料中提供了ANPC拓扑和相关换向路径的全面讨论和解释。[1，2]。

在有功功率（例如正输出电压和正输出电流）中，图1中的实线和虚线绿线表示典型的换向路径。为了清楚起见，T1与D2换向，而T5连续处于导通状态。因此，用于有功功率操作的一条主要换向路径在DC +和N和/或N和DC-之间。因此，应通过设计措施将这些路径中的寄生效应降至最低，以确保优化的性能。

图2：650 V，950 V和1200 V MPT IGBT技术的权衡图。在TJ = 150°C和VDC = 2/3∙VCES时提供静态和动态值。作为参考，还显示了650 V和1200 V的最新第四代IGBT

面向太阳能应用的新型950 V技术新型950 V IGBT技术基于微图案沟槽（MPT）电池设计，这在650 V TRENCHSTOP™5和1200 V TRENCHSTOP™7 IGBT中是众所周知的[3，4， 5]。为了满足ANPC拓扑中每个子系统的特定要求并优化系统效率，开发了两种独立的器件性能：具有中等静态损耗但动态损耗显着降低的快速开关IGBT（S7），以及低静电损耗优化的IGBT（L7）。新型950 V二极管基于著名的650 V RAPID技术，具有足够的柔软度，宇宙射线强度和低动态损耗。

图2显示了650 V，950 V和1200 V MPT技术的权衡图。所有值均在150°C的结温（TJ），标称电流和相应阻断电压VCES的2/3的直流母线电压（VDC）下提供。可以看到，650 V MPT技术提供了具有较高静态损耗的超快开关器件（H5）以及优化了静态损耗的器件（L5）。与1200 V T4相比，1200 V MPT技术（T7）结合了低静态损耗和适度的动态损耗。无论如何，由于1200 V的阻断能力，T7的动态损耗要比S5大（接近8倍），尽管两者在额定电流（Inom）时都具有可比的集电极-发射极电压（VCE）。因此，950 V MPT技术弥补了这一性能差距。

L7的动态损耗比T7高约50％，但静态损耗却低得多。在中等静态损耗下，S7仅显示T7动态损耗的三分之一。应该记住的是，电流密度随阻断电压的增加而降低。在L7和S7的情况下，电流密度比T7高约50％。因此，如果在功率模块中使用相等的芯片面积，则相对于1200 V IGBT，950 V IGBT的性能优势将更加明显。此外，将L7和S7与最新的1200 V T4和650 V E4进行比较，强调了与MPT概念和所用技术直接相关的好处。 

图3：IC = Inom和IC = 0.1∙Inom时，L7，S7和T7的L7，S7和T7的关闭波形（左侧）和打开波形（右侧），在TJ = 25时VDC = 600 V ℃。这些表包含特征参数

在下文中，重点是L7，S7和T7。图3显示L7，S7和T7的关闭和开启波形。对于关断，S7提供最激进的开关性能，即最高的开关斜率（dv / dt）和峰值电压VCE peak。专注于S7，VCE，峰值接近其最大值。L7和T7非常柔软，没有达到临界值。对于接通，所有设备都提供可比的开关性能。如果另外降低栅极电阻（RG），则S7可能会实现更低的开关损耗和更高的dv / dt值。

针对1500V太阳能应用的优化电源模块

如参考文献中所述。[6]，为了在最终系统中实现最佳性能，必须对电源模块进行优化设计。为此，采取了以下步骤来开发针对1500 V太阳能应用的优化电源模块：

首先，确定了ANPC拓扑的主要换向路径，如图1所示。

其次，在平行板设计中，电源端子彼此靠近放置，以最小化DC +与N和N与DC之间的杂散电感。DC +，N和DC-的位置如图4所示。输出端子与输入端子相对，从而简化了PCB设计。

图4：Easy3B封装，具有基于950 V的ANPC拓扑的相应引脚

第三，以这样的方式定义内部布局，即对于关键计算路径，只有很小的换向回路出现在基板水平上。避免了模块基板之间的换向路径。

第四，使用新颖的无底板Easy3B封装开发了一种非常低的电感和对称电源模块。因此，在与两个传统Easy2B封装相同的占位面积上，仅实现了15 nH的模块杂散电感。此外，与Easy1B和Easy2B相比，Easy3B封装可降低热阻。

最后，在此电源模块设计中实现了950 V IGBT和二极管技术。因此，针对1500 V太阳能逆变器（标称电流为400 A）进行了优化的ANPC拓扑完全集成在单个电源模块中。

使用图1所示的1500 V ANPC拓扑结构评估电源模块的性能。S7和L7分别在子系统T1至T4和T5至T6中实现。T2和T3提供200 In的Inom，而所有其他IGBT的Inom值为400A。关于二极管，分析了两种主要情况。在第一个中，所有子系统中都集成了200 A RAPID二极管。在第二个中，Inom = 60 A的1200 V SiC肖特基二极管取代了RAPID二极管D2和D3。使用带有T7和EC7的ANPC拓扑作为参考，并对有功功率换向路径进行比较。在所有情况下，假定平均模块温度最高增加30 K，因此限制了解决方案的可用性。

图5显示了在DC +和DC-端子之间施加1200 V时，最大可实现的输出电流Iout与开关频率fSW的关系。实线表示参考的Iout和上面提到的两个基于L7 / S7的方案。所有这三种解决方案均提供相同的标称电流。在非常低的fSW时，T7 / EC7解决方案的Iout比两个L7 / S7版本高出15％。在典型的fSW高于20 kHz时，该收益降低到大约7％。值得一提的是，只有T7 / EC7解决方案的功率密度显着降低才能带来这种虚假的Iout收益。如果使用相同的功率密度，即使用相同的L7，S7和RAPID二极管芯片面积，情况就会改变。虚线将其可视化。

图5：在相同的热边界条件下，不同型号和功率密度的I out与fSW的关系。插图：在对应的Iout处，不同效率和功率密度的系统效率与fSW的关系。

显然，带有RAPID二极管的L7 / S7和带有SiC二极管的L7 / S7现在分别提供了高达40％和75％的Iout增加。即使对于fSW在20至40 kHz范围内，Iout也比T7 / EC7参考值大10％，最大26％。这些发现不足为奇，因为T7和EC7针对通用驱动器进行了优化，从而降低了开关频率。因此，如果像太阳能应用中一样需要更快的开关速度，那么L7和S7的优势就显得尤为重要。

图5的插图显示了对应最大Iout的系统效率与fSW的关系。所有解决方案均提供至少99.2％的系统效率。无论如何，基于L7 / S7的解决方案比基于T7的解决方案至少提供0.05％到0.3％的更高系统效率。应该记住的是，与基于In7 = 400 A的基于L7 / S7的解决方案（实线）相比，具有更大芯片尺寸（虚线）的L7 / S7的系统效率稍低，同时伴随着更高的Iout。尽管系统效率略低，但在fSW = 20 kHz时Iout增强了25％至35％。