单片机开发设计模数转换器（ADC）简介

2020-12-16

模数转换器或ADC有许多不同的实现。本文概述了主要类型，它们的特征和局限性。

几乎所有的微控制器都有内置的ADC。即使是基于AVR ATMega系列的小型Arduino，也拥有它们。本文的最后一部分讨论了使用此类ADC时应注意的一些问题。但是首先我们将回顾模数转换的基础。

模拟到数字转换的基础

ADC由图1中的示意图符号表示。它仅显示了一个模拟输入及其等效的数字输出。所示示例为一个N位ADC。N通常是6到24之间的任何值，常见的是8、10、12或16。

输入是电压，范围为0到最大值，取决于实际ADC。假设有N位，则可能有2 N个数字值，则以1位表示的值为（V ADCMAX / 2 N）。

作为一个例子，如果给定ADC的最大输入值是5.0V，并且所述ADC是10位类型的，则每个比特代表（5V / 2 10），5.00 / 1024，或约4.89mV。因此，该特定ADC的分辨率或量化步长为4.89mV。这是其绝对的理论分辨率。

在这种特殊情况下，无法将信号解析为优于±（4.89mV / 2）的分辨率。此限制称为量化误差，并且所有ADC甚至是完美ADC都具有一定程度的量化误差，具体取决于ADC的分辨率。

实用的ADC具有更多的误差源。两个这样的错误是：差分非线性（DNL）和积分非线性（INL）错误。在为特定应用指定ADC时必须考虑这些因素。

当ADC输出应保持不变时，DNL错误就会发生。例如，假设给定输入的当前输出代码为01101100，并且输入值增加了量化步长的一半。然后，代码应为01101100 +1位或01101101。

当输入电压低于当前输入电压时，也会发生相反的情况。有时，由于各种原因不会发生这种情况。在这种情况下，据说ADC具有±1位DNL误差。

如果量化级别未在整个输入范围内均匀分布，则会发生INL错误。例如，假设某个特定的ADC具有12位或4096个计数的分辨率和4.096V基准电压。每个位数精确地代表了1.000mV的输入电压变化。

因此，4096 mV的输入电压应提供1111 1111 1111的输出，即0xFFF。对于某些ADC，4095mV甚至4094mV的输入仍将提供0xFFF的数字输出。发生的是，在整个输入范围内，1位的值变化很小，只有1.001mV或0.999mV。累积的误差导致一到两位精度的满量程误差。

稍后将看到，有许多外部因素会进一步降低ADC输出精度。

ADC实施

有多种实现ADC的方法。接下来的几节介绍了一些较常见的部分。为了使本文相对简短，仅给出每个此类实现的简单且有些不完整的描述。

单斜率和双斜率积分ADC

单斜率ADC的框图如图2所示。基本操作非常简单。电容器从输入源充电，直到其电压达到V Ref为止，此时比较器跳闸。充电时，由时钟供电的数字计数器也在进行计数。当比较器跳闸时，它将停止计数，此时达到的计数代表模拟输入。

图2 –单斜率积分ADC的框图

这种方法最常见的变体之一是双斜率积分ADC。在其中，电容器放电，然后对计数器值求平均值。此技术减轻了积分电容器中介电吸收的影响，介电吸收的影响可能导致ADC读数错误。

这种类型的ADC是准确的，但是非常慢。例如，它最常用于万用表中，其中精度比速度更重要。

Sigma-Delta Σ-ΔADC

Sigma-Delta或Σ-∆ ADC框图如图3所示。从输入端开始，差动放大器产生的输出为 V in和DAC输出。

1位DAC的输出可以是以下两个值之一：-V Ref或+ V Ref。在这种情况下，最好将积分器视为取前一个值和当前输入值的移动平均值。

所以，开始，假设 V in固定在高于0V的很小一点，以便比较器跳闸。其值将为高或1。然后DAC输出为+ V参考。在下一轮中，将从当前值V in中减去该值。由于先前的值为0V，因此积分器输出现在将为– V ref。比较器输出现在将为0，而DAC输出将为at – V参考。

在下一个样本中，由于先前的值是– V Ref，并且差动放大器实际上减去-V Ref，因此将V Ref加到V in。比较器输出将因此为1。

此过程继续进行，因此，对于0V的V in，比较器输出将为101010…的稳定流。记住逻辑1意味着V Ref，0表示-V Ref，则如果取N个样本并取平均值，则很容易发现平均值为0V。比较器之后的处理块将简单地将其输出为单个值0000 ...假定为（V Ref – -V Ref）或2 x V Ref。

现在，假设V in为1V，这是一个5V ADC；±V Ref为±2.5V。按照与之前相同的步骤进行操作，输出将为：1011101…该输出为1.07V。

但是，如果采样更多，则精度会更高，并且该值接近1.00V。因此，Sigma-Delta需要许多样本才能生成一个输出。换句话说，需要对输入信号进行过采样以减少ADC转换误差。

Sigma-Delta ADC通常用于数字化音频信号，并在某些微控制器中用作ADC。

图3 – Sigma-Delta ADC的框图

闪存ADC

闪存ADC的操作也许是最容易理解的。图4给出了闪存ADC的框图。仅仅是许多比较器，每个比较器都被提供了比前一个电压高一个位值的参考电压。因此，对于一个8位ADC，需要256个这样的比较器。对于10位，则需要1024。

闪存转换器速度很快。它无需任何采样或繁重的后处理即可直接转换输入。问题在于它需要大量的比较器，并且许多比较器占用了芯片上的大量硅面积。因此，仅在需要其他ADC实现方法无法达到的极高速度时才使用闪存ADC。

刚刚描述的内容实际上称为全闪存ADC。一种常用的变体是半闪存ADC。它使用两步过程将实际转换链中所需转换器的数量减少一半。

首先，将输入信号与精确设置为一半V Ref的电平进行比较。如果它较低，则最高有效位MSb设置为0，并且将输入电压馈送到比较器链，参考电压设置为V Ref / 2实际获得剩余位。

如果输入信号高于V Ref / 2，则MSb设置为1，从输入信号中减去V Ref / 2。例如，可以通过使基准电阻的下端偏移+ V Ref / 2来实现。

比较器链再次用于获取其余位。因此，从本质上讲，这使用的是全闪存比较器数量的一半，但要付出额外的比较代价。例如，该技术还可扩展为具有四分之一闪存ADC。

图4 –全闪存ADC

逐次逼近寄存器（SAR）

这是中速ADC中最常使用的ADC技术。SAR ADC的框图如图5所示。SAR操作是该ADC的关键。最初，它设置为DAC范围的中点。

比较器输出将为高电平或低电平，具体取决于输入是高于还是低于DAC输出电平。

现在，输入位于DAC范围的上半部或下半部。现在，将DAC设置为DAC输入所处正确范围的上半部或下半部的中点，从而有效地将该范围减小到整个范围的四分之一。

重复此过程，依次缩小输入所处的范围，直到放大到正确的值为止。

另一种看待这种情况的方式是说，在第一次迭代之后，将知道输入的MSbit，根据比较器输出是低电平还是高电平，它的值为0或1。在下一次迭代之后，将知道下一个MSbit。重复该过程，直到所有输出位都已知为止。

未提及的一件事是“跟踪并保持”或“ T＆H”块。如果在ADC转换过程中更改输入值，则迭代过程将被中断。T＆H块仅在转换开始时捕获输入值，并在整个转换过程中保持该值。

如图6所示。T＆H输出将输入信号的值保持在被触发的点，而不管输入信号随后的作用如何。转换完成后，T＆H将再次返回以跟踪输入信号。

SAR ADC是使用最广泛的ADC，并且是大多数微控制器的内置ADC中发现的一种。有些使用Sigma-Delta ADC，但大多数使用SAR ADC。

图5 – SAR ADC的框图

 

图6 – T＆H框图

微控制器ADC

几乎所有的微控制器都有内置的ADC，大多数具有多路复用输入。为了有效使用，应考虑其局限性。

首先，根据目前为止的内容，很明显，输入范围不能超过ADC V Ref，必须遵守ADC的转换速率限制。

例如，Arduino Uno的最大ADC转换速率小于10KHz。因此，根本无法通过该ADC采样20Hz至20KHz带宽的完整音频。

基于微控制器的ADC的问题全部归结为微控制器是CMOS器件这一事实，并且用于制造微控制器的硅工艺与实现模拟电路模块不太兼容。

因此，例如，DAC和比较器不使用精密电阻器，因为这些电阻实际上很难在CMOS硅工艺中实现。取而代之的是，它们采用了功能等效的设计，即使用电容器。最终结果是微控制器的ADC输入具有相对较低的阻抗，该阻抗也是电容性的。

更重要的是，输入阻抗在转换过程中会有所变化。这一切都意味着，如果信号源的输出阻抗很高，则ADC倾向于给出相差甚远的转换结果。图7举例说明了这一点。

在此示例中，ADC用于读取6V电池电压。为了不使电池过度放电，将R1和R2都选择为20KΩ，以便在电池电压为6V时ADC输入为3.0V。ADC的V Ref为3.3V；因此，一切都应该正常工作。

但是，典型的微控制器ADC的输入阻抗约为10KΩ，如图所示，它与R2并联。这将在电池电压读数中引起很大的误差。这种情况下的解决方案是使用一个外部缓冲器来驱动ADC输入。

图7 – ADC输入阻抗影响的图示

使用微控制器ADC时应考虑的最后一件事是ADC参考。在某些微控制器中，这只是微控制器VDD。

可以肯定的是，微控制器VDD来自稳压器，但是稳压器与适当的参考电压之间存在很大差异。

这很容易导致至少两位精度损失。因此，现在12位微控制器ADC更像是10位ADC，并且没有计算DNL和INL错误贡献。

最重要的是要意识到这些限制，并确定微控制器ADC是否适合该应用。