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数字还是模拟？我和Q合并和分离应该怎么做？
模拟IQ调制器（用于发送器）和IQ解调器（用于接收器）已经使用了数十年（[1]至[3]）。
最近，推出了新的A / D和D / A转换器，它们可以直接采样1至4 GHz的IF。在第2，第3和第4奈奎斯特区域（[4]至[7]）采样。这些与高速数字逻辑相结合，使得组合（对于A / D）和分离（对于D / A）能够以数字方式完成（[8]至[21]）。在数据转换器（DAC或ADC）位于位置“ D”的图1（a）（对于调制器）和图1（b）（对于解调器）中对此进行了说明。
图1（a）。 调制器
图1（b）。解调器
另一方面，集成的模拟I，Q组合器和分隔符在I和Q路径之间具有很好的匹配，从而解决了以模拟方式进行这些处理的一些反对意见。与IF中的直接采样相比，模拟技术还需要两倍于数据转换器（A / D或D / A）的数据转换器，但是它们以较低的采样率运行；因此它们更便宜且所需电量更少。在数据转换器（DAC或ADC）位于位置“ A”的图1（a）（对于调制器）和图1（b）（对于解调器）中对此进行了说明。
作者开始考虑这个问题。他向几个LinkedIn组征询意见，并获得了宝贵的答案。经确认书的认可，以下将对其进行确认。他还发现了关于现代集成电路（IC）的这些功能的所有信息，以及对这些IC的性能要求的确定结果。由此，他试图得出任何可以得出一般性结论的答案。“应该通过模拟还是数字方式进行IQ调制和解调？”
模拟智商方法
模拟IQ方法已经存在了数十年（[1]至[3]）。任何IF或RF信号都可以表示为
R（t）= I（t）cos（2πft）+ Q（t）sin（2πft）
其中f是载波频率，I（t）称为同相分量，Q（t）称为正交分量。模拟IQ调制器获取基带信号I（t）和Q（t）并形成R（t）。如图1（a）所示，DAC处于位置A。模拟IQ解调器将R（t）作为输入，并形成I（t）和Q（t）。如图1（b）所示，DAC处于位置A。
模拟方法的一个关键问题是保持两条路径上的增益相同，并且相位差恰好为90º。有时由于这些要求而被忽略的是两个低通滤波器。对于存在明显信号能量的所有频率，它们应该精确地进行增益和相位匹配。这些要求的更精确量化，以及因偏离这些要求而导致的损害，将在以后的文章中介绍。
数字智商方法
高速数据转换器（DAC和ADC）的最新发展已使人们避免了在“模拟IQ方法”部分中讨论的IQ不平衡问题，方法是数字地实现IQ调制器和解调器功能，从而无需产生增益和相位即可产生增益和相位。错误（[5]，[8]至[21]）。对于调制器情况，输出处有一个高速DAC，如图1（a）所示，DAC处于位置D。对于解调器情况，其输入处有一个高速ADC，如图1（a）所示。图1（b），ADC处于位置B。
通常，这些数字方法利用混叠效应，即所谓的带通采样（[22]至[24]，[24A]，[24B]）。图2（a）显示了及时采样的波形。图2（b）显示了未采样和采样信号的频谱。ADC的采样时钟执行与RF混频器中的本地振荡器相同的功能。对于ADC，模拟滤波器只能使一个Nyquist区域中的信号通过，并且这种混合动作可用于将该Nyquist区域中的信号下变频为基带。
图2（a）。时域采样
图2（b）。未采样和采样信号的 频谱
对于DAC，可以及时调整输出形状，以改善较高频率下的性能。
图3（a）显示了“正常”或“不归零”（NRZ）DAC输出。每次采样后，输出保持恒定，直到下一个采样为止。模拟频谱如图3（b）所示。
图3（a）。时域采样
图3（b）。
图4（a）显示了“归零”（RZ）DAC输出。每次采样后，输出在半个采样周期内保持恒定，然后变为零。如图4（b）所示，这具有增加第二奈奎斯特区中幅度的作用。
图4（a）。时域采样
图4（b）。
图5（a）显示了“混合”或“ RF” DAC输出。每次采样后，输出在半个采样周期内保持恒定，然后变为该值的负值。这与使用本地振荡器波形的两个极性的混频器的操作相同。如图5（b）所示，模拟频谱在第二奈奎斯特区的振幅更大。通过上述任何一种方法创建波形后，必须使用低通或带通滤波器滤除所需的频率，以消除可能存在的任何不希望的混叠和杂散响应。
图5（a）。时域采样
图5（b）。
数字方法避免了正交不平衡的任何问题。但是，由于量化和采样效应，所有数据转换器都有其自己不希望的特性。其中一些效果将在下一篇文章中显示。与模拟IQ网络相比，这些高速数据转换器的成本和功率要求通常也很高。