电路设计高效感应加热设计

2020-12-14

普通变压器的原理构成了感应加热应用的基础。然而，尽管变压器从初级线圈在次级线圈中感应出电流，但是感应加热器使用初级线圈在烹饪容器本身中感应出电流。这确保了所产生的加热效果精确地集中在需要的地方。正是在烹饪容器的材料中感应出的涡流导致了被称为焦耳加热的加热效果。由磁性材料（例如，不锈钢和铁）制成的容器可提供高电阻，而非磁性材料（例如，铝和铜）则提供较小的电阻。

由于所用的高频，初级线圈中的电流主要在导体的表面流动，这种特性被称为趋肤效应。感应加热线圈使用一种特殊的铜线，称为利兹线，它由许多细的单股线组成。这具有增加线圈的表面积的效果，从而减小了AC电阻。

拓扑选择及其功能

拓扑选择有几种方法，但是由于这些应用所针对的许多市场中的价格压力，单端并联谐振（SEPR）电路是常见的选择（图1）。这种软开关拓扑结构利用了一个由电容器Cr和利兹线圈Lr组成的谐振储能网络。在零电压开关（ZVS）条件下工作的IGBT与并联二极管一起完成了设计。二极管通常不集成在IGBT中，而不是采用分立的方法，二极管的特性可以针对此类电路的需求进行优化。20 – 30 kHz的开关频率可确保任何噪声都在可听范围内，从而使该电路适用于电磁炊具。较高的频率也可以用作软启动功能的一部分。

图1：单端并联谐振（SEPR）电路通常用于电压谐振电路。

电压谐振电路的操作分为四个时间段（图3），适用于启动过程已完成（即Cr已充满电）的情况：

T1 –周期从Q1开启开始，允许电流从Cm流经Lr和Q1，并使电流线性增加直到达到所需水平。在这段时间内，Cr两端的电压被钳位到Cm两端的电压。

T2 –接下来的Q1关闭，导致Lr和Cr谐振。达到的峰值谐振电压与导通时间T1成正比。

T3 –谐振电流的方向改变，导致Cr上的电压降低。

T4 – Cr两端的电压极性现在反转了。当它超过Cm两端的电压时，电流开始流过二极管，使Cr的极性和电压回到Cm的极性和电压。

图2：SEPR电压谐振设计中的四个操作阶段。

IGBT的额定值将取决于Q1看到的电压峰值，对于100 VAC的电源，其VCES额定值将介于900和1200 V之间，对于220 VAC的电源，则需要1350至1800V。

随着功率需求的增加，通常使用使用两个带集成二极管的IGBT的半桥电流谐振方法（图3）。这种设计还可以支持“全金属”使用，其中80至100 kHz的开关频率甚至可以支持非磁性烹饪容器的使用。谐振电路实现为串联LC或LCR结构。 

图3：具有电流谐振系列LC的感应加热器半桥电路。

一旦启动过程完成，该电路的操作也可以分为四个阶段（图4）进行描述：

T1 –上部开关Q1接通，导致电流从电容器Cm流入谐振电流电路Cr-Lr。

T2 –开关Q1关断，由于电流从Lr流经下部开关的二极管，使Cr充电。

T3 –开关Q2接通，允许谐振电流从Cr通过Q2流入Lr。此时，Q2的VCE钳位在并联（或集成）二极管的正向电压上，从而启用ZVS。

T4 –开关Q2关断，允许续流电流从Lr流经Cr，二极管与Q1并联以及Cm。此时，Q1的VCE类似地钳位到并联（或集成）二极管的正向电压，从而为下一阶段T1启用ZVS。

图4：半桥电流谐振设计中的四个操作阶段。

结果，峰值电压被限制为峰值交流输入电压的总和，从而允许为220 VAC的输入指定IGBT的VCES为600至650V。由于涉及的电流较高，因此无法将此设计与100 VAC输入一起使用。

选择适用于感应加热设备的IBGT

显然，对VCES两端产生的电压的适当了解是选择IGBT的关键因素。栅极驱动电压VGES也需要检查。通常以18 V的电压运行以减少IGBT中的功率损耗。但是，在许多市场中，主电源的波动有时高达20％，这意味着设计人员将需要确保数据表为这些参数指示足够的裕量。诸如Rth（jc）之类的热参数为所需的冷却概念提供了指导，同时应进行电磁兼容性（EMC）测试，尤其是在较低测试频率下的关断。

需要审查的另一个关键方面是IC（sat）额定值，该参数与短路电流有关，该短路电流在初始加电时流向Cr充电，直到其电压与Cm上的电压匹配为止。最后，应检查正向偏置安全工作区（FBSOA）的最大允许集电极电流VCE，以了解不同的脉冲宽度。

穿通（PT）IGBT是此类应用中的首选器件，与过去的非PT类型相比，支持更高的开关频率。最新进展使P集电极层变薄，从而形成了称为场截止（FS）IGBT的结构。这允许创建N层以启用反向传导（RC）体二极管，从而产生RC-IGBT。它们具有降低的尾电流，非常适合于软开关电路。东芝最新的RC-IGBT GT20N135SRA是新一代器件，支持20 A @ 100°C和1350V。这非常适用于2200 W中容量设备的220 VAC感应加热应用。

与上一代器件相比，短路电流IC（sat）在100°C时限制在150 A左右。在电路的启动阶段，当Cr充电时，这有助于减小集电极饱和电流并抑制电压振荡（图5）。较宽的FBSOA还意味着可以流过更高的电流，但这必须与某些损耗转化为热量的平衡。GT20N135SRA的最大Rth（jc）为0.48°C / W，因此，假设在某个设备实现中IGBT需要耗散35W，则结壳温度将比上一代器件低约6°C（GT40RR21 – 0.65°C / W）。

图5：与上一代IGBT（左）相比，GT20N135SRA（右）显着改善了不带Cr时短路集电极的饱和度，并减少了振荡（红色圆圈）

与上一代器件相比，改进的N层还使正向电压VF降低了0.5V。定义为25°C时的1.75 V典型值，可以减少损耗并提高效率。IGBT的关断操作使其难以满足CISPR标准，在栅极路径中需要一个电阻来降低开关速度。但是，这导致损失增加。在与GT20N135SRA相同的桌面应用中，如果没有这样的电阻器，现在在30 MHz时可获得约10 dB的余量，从而在辐射发射和功耗之间实现了更好的权衡（图6）。 

图6：改善的关断功能可使同一设备在30 MHz时的CISPR余量提高10dB。